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摘要：

在非隔離光伏系統(tǒng)中，漏電流的抑制是需要解決的關(guān)鍵問題之一。基于H橋級聯(lián)逆變器電路，對級聯(lián)非隔離光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流的產(chǎn)生機(jī)理和流通路徑展開分析。為了探討不同調(diào)制策略對系統(tǒng)漏電流的抑制作用，搭建4種調(diào)制策略的系統(tǒng)仿真模型。在此基礎(chǔ)上提出在各模塊直流側(cè)增加EMI濾波器以及適當(dāng)提高開關(guān)頻率的解決方法，最后搭建PSIM仿真模型，并對漏電流波形及其有效值進(jìn)行了對比分析，證明了上述理論和方法的有效性。

關(guān)鍵詞：

級聯(lián)逆變器；共模；漏電流；光伏系統(tǒng)

光伏發(fā)電系統(tǒng)在新能源領(lǐng)域占據(jù)主導(dǎo)地位。光伏逆變器作為連接光伏電池板與電網(wǎng)的核心設(shè)備，對光伏發(fā)電系統(tǒng)起決定性作用。隔離型光伏逆變器雖然通過電氣隔離抑制了漏電流的流通，但會導(dǎo)致系統(tǒng)成本和損耗的增加，同時不利于大功率應(yīng)用，因此非隔離型光伏逆變器一直是人們關(guān)注的熱點［1］。H橋級聯(lián)多電平逆變器（H-bridgecascadedmultilevelinverter—HB-CMI）電路是由多個兩電平H橋逆變器結(jié)構(gòu)單元串聯(lián)構(gòu)成［2］，這種逆變器具有諸多優(yōu)點：1）設(shè)計靈活、易于模塊化、容易擴(kuò)展，直流側(cè)的直流電源相互獨立；2）更適合高功率、高電壓電路；3）逆變器的輸出電平數(shù)可更加靈活；4）隨著逆變器級聯(lián)數(shù)目的增加，逆變器的輸出電壓將更加接近于正弦，有利于濾波器的體積減小，因此HB-CMI應(yīng)用于較大功率光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中具有一定的優(yōu)勢。但是非隔離型HB-CMI和電網(wǎng)無電氣隔離，會形成具有較低阻抗的漏電流循環(huán)路徑，產(chǎn)生的漏電流不僅會引起電磁干擾（electromagneticinterference—EMI）、并網(wǎng)電流的畸變等問題，同時也會對設(shè)備和人身安全造成危害。目前對漏電流抑制方法的研究，單相拓?fù)涞难芯肯鄬^多，級聯(lián)多電平拓?fù)溲芯枯^少。文獻(xiàn)［3-5］中通過改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使得共模輸出電壓保持不變來消除漏電流，文獻(xiàn)［6］中通過考慮單相全橋并網(wǎng)逆變器寄生參數(shù)高頻等效模型，采用合適的SPWM調(diào)制技術(shù)抑制漏電流，文獻(xiàn)［7］中提出插入共模電感和共模變壓器抑制漏電流的方法，文獻(xiàn)［8］中提出了一種調(diào)制策略抑制HB-CMI光伏系統(tǒng)產(chǎn)生的漏電流，同時設(shè)計合適的電磁干擾濾波器能有效抑制開關(guān)電源中的電磁干擾［9］。開關(guān)頻率的高低對EMI濾波器的設(shè)計起著決定性作用，文獻(xiàn)［10］中揭示了開關(guān)頻率的升高會提高共模濾波器和差模濾波器的截止頻率，從而影響濾波效果；同時隨著變換器工作頻率的升高，濾波器的體積會大幅度減小，但是對開關(guān)管的特性要求也就越高，導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低。本文通過分析HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流的產(chǎn)生原因，建立了系統(tǒng)共模等效電路，從調(diào)制策略、改進(jìn)EMI濾波器參數(shù)和位置以及適當(dāng)提高工作頻率3個方面，探討其對共模干擾的抑制作用，最后得出結(jié)論。

1系統(tǒng)漏電流的形成機(jī)理

在非隔離型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，組件與電網(wǎng)之間存在直接的電氣連接，使寄生電容、光伏發(fā)電變流系統(tǒng)和電網(wǎng)三者之間形成回路從而產(chǎn)生漏電流。非隔離型HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)電路及其等效模型如圖1a所示，光伏電池板與大地之間的寄生電容為Cpvi，i=1，2，…，n。在逆變器的輸出端有2個對稱的差模濾波電感：L1，L2。寄生電容的大小與系統(tǒng)所處的外部環(huán)境、光伏電池板的尺寸以及安裝結(jié)構(gòu)等因素有關(guān)，一般為50～150nF/kW［1］，在潮濕環(huán)境下可達(dá)200nF/kW，德國VDE0126—1—1標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定：當(dāng)漏電流超過300mA時，并網(wǎng)逆變器必須與電網(wǎng)斷開［9］。為了揭示漏電流的產(chǎn)生原因，首先建立了系統(tǒng)共模模型，級聯(lián)非隔離型光伏發(fā)電系統(tǒng)的等效電路如圖1b所示，全橋拓?fù)涞拿總€橋臂可等效為1個電壓源（即噪聲源），并分別定義為Vai，Vbi，i=1，2，…，n，可以看出Vai和Vbi實際為PWM脈寬調(diào)制電壓。由于存在多個共地點和多個寄生電容，在級聯(lián)多電平變換器中會形成多個漏電流的循環(huán)回路，如圖1b虛線框所示。這些回路可以分成兩種：一種是通過寄生電容、逆變橋、濾波電感和電網(wǎng)之間形成的回路；另一種是在逆變器橋臂之間形成的內(nèi)部回路，在這種回路中忽略電感，只考慮寄生電容的作用，高頻PWM電壓會產(chǎn)生脈沖式的漏電流。與傳統(tǒng)逆變器相比，第2種漏電流回路只有在級聯(lián)型逆變器中存在，因此如果采用在逆變器輸出側(cè)增加EMI濾波器的抑制方法將不能有效地消除系統(tǒng)漏電流。對于HB-CMI，定義第i個逆變器的差模電壓為Vdmi=Vai-Vbi，共模電壓為Vcmi=（Vai+Vbi）/2。將圖1b的等效電路簡化為如圖2所示，Vai，Vbi用Vdmi和Vcmi代替，得到系統(tǒng)的共模等效模型。由于在級聯(lián)多電平變換器中逆變器橋臂之間會產(chǎn)生漏電流，由圖2可以看出該漏電流不僅由逆變器的共模輸出電壓決定，同時與差模電壓有關(guān)。

2多載波調(diào)制策略

級聯(lián)逆變器常用的調(diào)制技術(shù)主要包括空間矢量調(diào)制技術(shù)、優(yōu)化階梯波寬度技術(shù)、多載波SP-WM調(diào)制技術(shù)（也稱為載波層疊調(diào)制技術(shù)）和載波移相SPWM調(diào)制技術(shù)等［11］。其中多載波調(diào)制技術(shù)使用同一個調(diào)制波與多個載波進(jìn)行比較，根據(jù)載波相位可以分為以下3種方式：1）PD（phasedisposition）調(diào)制；2）PO（phaseopposition）調(diào)制；3）APO（alternativephaseopposition）調(diào)制。

2.1PD調(diào)制如圖3a所示，PD調(diào)制原理是調(diào)制波與多個頻率、幅值、相位相同并按照連續(xù)的帶寬排序的三角波進(jìn)行比較后得到PWM信號。以調(diào)制波的中心為零軸，在正半周期，當(dāng)調(diào)制波幅值大于載波時，輸出便增加一個正電壓，否則電壓不變；在負(fù)半周期，當(dāng)調(diào)制波幅值小于載波時，輸出便增加一個負(fù)電壓。因此如果輸出電壓電平數(shù)為2N+1（N為正整數(shù)），則需要2N個頻率、幅值、相位相同、位置上下連續(xù)錯開的載波，且零軸上下載波個數(shù)相同。

2.2PO調(diào)制如圖3b所示，PO調(diào)制與PD調(diào)制相似，也需要多個頻率、幅值、相位相同并按照連續(xù)的帶寬排序的三角載波。但是零軸以上的載波與零軸以下的載波相位相反，而且載波正負(fù)方向?qū)盈B方式所需要的載波個數(shù)與級聯(lián)逆變器的單元個數(shù)的關(guān)系和載波正負(fù)方向?qū)盈B方式相同。

2.3APO調(diào)制如圖3c所示，APO調(diào)制與以上兩種方式相似，同樣的以零軸為對稱軸，只是上下相鄰的三角載波相位相反。載波移相PWM控制的基本原理是采用具有相同的頻率調(diào)制比、幅度調(diào)制比和共同的正弦調(diào)制信號，但是各個逆變器單元的三角波相差θ（相對于載波信號），其中θ=π/N。此方法原理簡單并易于理解，方法也相對比較成熟，一般適用于各級聯(lián)單元相同的逆變器。兩單元HB-CMI電路中，一相輸出的多個移相載波與同一正弦波的調(diào)制方法如圖3d所示，其中Ts是三角載波周期。

3不同調(diào)制策略的仿真分析

根據(jù)上節(jié)對HB-CMI調(diào)制策略的介紹與分析，為了進(jìn)一步對比研究載波移相調(diào)制技術(shù)和多載波調(diào)制技術(shù)對HB-CMI電路漏電流的抑制作用，基于PSIM仿真軟件搭建了二重HB-CMI電路仿真模型（如圖1所示）。仿真參數(shù)如下：單元光伏板容量1kW，單元直流電壓相等且Vdc=120V，寄生電容Cpv=150nF，輸出濾波電感L=1.8mH，三角載波頻率是3kHz/6kHz，調(diào)制波正弦波的頻率是50Hz，電網(wǎng)電壓是220V/50Hz，系統(tǒng)仿真時間為0.06s，仿真步長為100ns。輸出漏電流波形和寄生電容電壓波形如圖4所示。其中，I1為漏電流；I2為漏電流局部放大；Vcp為寄生電容電壓。而不同調(diào)制策略下系統(tǒng)漏電流的有效值IL（RMS）如表1所示。由表1可以看出，PD調(diào)制控制下的HB-CMI電路的漏電流最大，PO調(diào)制控制方式下的輸出漏電流最小，由圖4d中可以看出PO調(diào)制控制下寄生電容兩端電壓變化范圍為固定值60V，根據(jù)i=Cdu/dt，從而降低共模電流。仿真結(jié)果表明采用適合的調(diào)制策略對漏電流有一定的抑制作用，但是仍無法滿足漏電流小于300mA的安全閾值要求。

4漏電流抑制方法研究

在上節(jié)中仿真結(jié)果表明即使是相對較優(yōu)的調(diào)制策略仍不能使得系統(tǒng)漏電流降低至安全范圍內(nèi)。同時，本文在研究HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流產(chǎn)生機(jī)理時已知系統(tǒng)存在兩種漏電流流通回路。由于其存在內(nèi)部漏電流的循環(huán)路徑，因此該系統(tǒng)不能簡單套用在逆變器的交流并網(wǎng)側(cè)增加EMI濾波器的抑制方法。為此，本文提出在各單元模塊的直流側(cè)增加EMI濾波器的漏電流抑制方法，加入EMI濾波器（如圖5中虛線框內(nèi)的電路）之后HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)如圖5所示。比較表1和表2輸出漏電流的有效值，表明加入EMI濾波器之后的HB-CMI電路對漏電流有很好的抑制作用，并且在PO方式控制下輸出的漏電流最小，在PD調(diào)制控制下輸出的漏電流最大。對圖5和圖6的漏電流仿真波形進(jìn)行對比可以看出，加入EMI濾波器之后，削除了由于過高du/dt和di/dt引起的漏電流尖峰，緩解了漏電流的周期脈動，使漏電流在較小的范圍內(nèi)波動，對高頻開關(guān)引起的干擾信號有較好的抑制作用。在此基礎(chǔ)上，在不明顯降低系統(tǒng)效率的前提下，開關(guān)頻率適當(dāng)?shù)纳撸欣谠鰪?qiáng)EMI濾波器對共模電流的抑制作用并減小EMI濾波器體積。為了驗證開關(guān)頻率對EMI濾波器濾波效果的影響，本文分別對開關(guān)頻率為3kHz和6kHz時系統(tǒng)輸出的漏電流有效值進(jìn)行了對比研究，不同工作頻率下系統(tǒng)漏電流有效值如表2所示。仿真結(jié)果表明適當(dāng)?shù)奶岣唛_關(guān)頻率，采用合理的調(diào)制控制方法，以及合理配置EMI濾波器位置與參數(shù)，將實現(xiàn)比較理想的漏電流抑制效果，從而保證系統(tǒng)在各種不同安裝環(huán)境和容量下均能滿足漏電流安全閾值的要求。

5結(jié)論

通過分析HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流的產(chǎn)生機(jī)理，建立了系統(tǒng)的共模等效模型；在4種傳統(tǒng)調(diào)制技術(shù)基礎(chǔ)上，對比研究表明PO調(diào)制技術(shù)對漏電流的抑制效果最佳，但是仍無法保證漏電流降低至安全閾值范圍內(nèi)；在此基礎(chǔ)上提出在系統(tǒng)的每個單元直流側(cè)加入EMI濾波器，并且考慮開關(guān)頻率對EMI濾波器的影響，結(jié)果表明在選擇較優(yōu)的調(diào)制策略前提下，通過在單元直流側(cè)增加合適的EMI濾波器，同時優(yōu)化設(shè)計系統(tǒng)開關(guān)頻率，即可對HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)的漏電流起到較好的抑制效果，保證不同安裝環(huán)境和容量下系統(tǒng)漏電流均滿足安全閾值要求。

作者：閆海云 王萍 薛利坤 韓富強(qiáng) 亓才 單位：天津大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院